鎖相環(huán)噪聲分為隨機噪聲和確定性噪聲.從頻率上來說就是隨機雜散和確定性雜散。

雜散的存在會惡化相位噪聲，影響鄰道，影響SNR，從而影響整個系統(tǒng)的通信質(zhì)量。

隨機噪聲主要來源于器件的熱噪聲和閃爍噪聲. 在頻域上表現(xiàn)為頻線的裙帶( phase noise) , 在時域上表現(xiàn)為隨機的抖動( jitter)。

確定性噪聲主要來源于振蕩器外部周期性干擾信號, 在頻域上表現(xiàn)為不需要的 雜散( spur) , 在時域上則表現(xiàn)為周期性的抖動( 抖動的幅度呈現(xiàn)周期性) 。

在鎖相環(huán)設(shè)計中, 隨機噪聲通常由振蕩器的品質(zhì)因子( Q 值) 、偏置電路的噪聲和控制環(huán)路共同決定。

而確定性噪聲卻來源很多, 常常無法通過仿真發(fā)現(xiàn), 這使得雜散常常成為鎖相環(huán)設(shè)計失敗的主要原因。

優(yōu)化鎖相環(huán)的雜散是設(shè)計鎖相環(huán)的關(guān)鍵之一。

了解到鎖相環(huán)的雜散成因就可以針對性的進(jìn)行雜散優(yōu)化。

1.電源pushing

電壓控制振蕩器將來自鑒相器的誤差電壓轉(zhuǎn)換成輸出頻率。器 件“增益”定義為KVCO，通常以MHz/V表示。電壓控制可變電容 二極管（變?nèi)荻O管）常用于調(diào)節(jié)VCO內(nèi)的頻率。VCO的增益 通常足以提供充分的頻率覆蓋范圍，但仍不足以降低相位噪 聲，因為任何變?nèi)荻O管噪聲都會被放大KVCO倍，進(jìn)而增加輸出相位噪聲。

電源波動也會給輸出頻率變化帶來干擾成分。VCO對電源波動的靈敏度定義為VCO推壓(Kpushing)，通常是所需KVCO的一小部分。例 如，Kpushing通常是KVCO的5%至20%。因此，對于高增益VCO， 推壓效應(yīng)增大，VCO電源的噪聲貢獻(xiàn)就更加舉足輕重。

所以鎖相環(huán)的電源通常都采用低噪聲的LDO。為了進(jìn)一步抑制LDO的噪聲通常會在LDO后加濾波器。簡單的LC π 濾波器通常足以將帶外LDO噪聲降低20 dB。

2.參考雜散

當(dāng)PLL鎖定時，PFD的相位和頻率輸出(fREF和f N)理論上是相等的，但實際設(shè)計的電路時不是完全相等，只是小于一定的范圍認(rèn)為其相等，此時PFD處于鎖定狀態(tài)。

盡管這些脈沖具有極窄的寬度，但它們的存在意味著驅(qū)動 VCO的直流電壓是由頻率為f REF的信號進(jìn)行調(diào)制的。這會在 RF輸出中產(chǎn)生參考雜散，且發(fā)生的失調(diào)頻率為f REF的整數(shù)倍數(shù)，即我們常說的整數(shù)邊界雜散。

如何優(yōu)化整數(shù)邊界雜散

常見的方法有三種：

l改變鑒相器頻率，使得目標(biāo)頻率偏移整數(shù)邊界雜散。在輸入端加入預(yù)分頻器就是這個道理。

l降低環(huán)路帶寬，使得整數(shù)邊界雜散落入環(huán)路帶寬之外，從而被衰減。

l整數(shù)邊界的雜散是由于周期性的時間選擇同樣的分頻導(dǎo)致的，可以通過算法讓該周期隨機性，同時可以產(chǎn)生小數(shù)分頻。

3.小數(shù)雜散

小數(shù)分頻實現(xiàn)的過程，如果是周期性的N分頻和N+1分 頻，那么這個周期性的信號必然產(chǎn)生一雜散信號調(diào)制在輸 出頻率上。該雜散信號與ΔΣ調(diào)制的調(diào)制方式直接相關(guān)。

小數(shù)模式雖然在宏觀上看實現(xiàn)了小數(shù)分頻。但是從單個周期看，其實鎖相環(huán)一直處于失鎖重新鎖定的過程， 所以小數(shù)模式下輸出頻率的相位一直在變化，且鎖相環(huán) 處于動態(tài)鎖定過程中，電荷泵上下偏電流一直處于工作狀態(tài)。

如何優(yōu)化小數(shù)雜散

現(xiàn)有小數(shù)雜散優(yōu)化的技術(shù)有：

l??????? 加大環(huán)路濾波抑制能力，部分雜散幅度降低；注意：環(huán)路變窄，階數(shù)變高，電路負(fù)載，鎖定時間加長。

l??????? 修改鑒相頻率，規(guī)避部分雜散點；

l??????? 減小泵電流，降低充放電效果，優(yōu)化雜散幅度；

l??????? 更改新品內(nèi)部電荷泵設(shè)計；

總結(jié)：鎖相環(huán)的雜散通常是系統(tǒng)雜散產(chǎn)生的大頭，優(yōu)化鎖相環(huán)雜散可以系統(tǒng)的性能。

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